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Un método para diseñar un oscilador consiste en incluir un camino de realimentación entre la salida
y la entrada de un amplificador, pero ahora este camino de realimentación va a depender de la
frecuencia (va a ser selectivo en frecuencia). Esto se conseguirá cuando la señal realimentada tenga
el módulo y la fase adecuada. Si esto sucede de la forma adecuada, se produce una oscilación en
tensión o intensidad.

El tipo de onda que saldrá en el el generador dependerá de la naturaleza y disposición de los
componentes, y la frecuencia de oscilación viene determinada por los componentes del lazo de
realimentación. Como regla general, los componentes RC generan formas de onda senoidales de
frecuencias de audio (entre Hz y kHz), los LC generan ondas cuadradas a frecuencias de radio (entre
100 kHz y 100 MHz) y los cristales generan ondas triangulares o en diente de sierra en una amplia
gama de frecuencias (entre 10 kHz y 10 Mhz)

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Responde al circuito que aparece en la Figura 5. Consta de un amplificador inversor y de una red de
realimentación positiva. Cada uno de ellos introduce un desfase de 180º a la frecuencia deseada (el
amplificador es inversor, por tanto, desfase de 180º, y la red de desfasaje tendrá que introducir los
otros 180º para cumplir el criterio de Barkhausen).

Suponiendo R y C iguales entre sí, significa que la frecuencia depende sólo de esos dos valores, con los cuales puedo hacer osciladores de frecuencia ajustable variando esos componentes. La amplitud de la oscilación se puede ajustar poniendo a la salida unos zéner de la tensión deseada. Las ecuaciones más detalladas se pueden encontrar en la bibliografía.

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Por su sencillez es uno de los más usado en frecuencias de audio. Se parte del esquema anterior
(amplificador + realimentación), en donde en la parte de realimentación se introduce un puente de Wien. El puente tiene una R y C en serie en una rama y una RC en paralelo en la otra. En las otras ramas del puente se conectan R1 y RF (puente, como el puente de diodos).

El criterio de diseño es que el desfase sea cero al dar la vuelta al lazo. Como el amplificador es no inversor, el desfase introducido por éste es cero, por lo que la frecuencia de desfase cero es la de resonancia del circuito, que ocurre sólo cuando el puente está balanceado. En este caso, la frecuencia de oscilación es la frecuencia de resonancia del puente.

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La señal es de la frecuencia deseada, pero distorsiona (Figura 7). A veces esa distorsión no es tan
importante, aunque otras veces podemos requerir una señal sin distorsión.
Reducir la distorsión implica reducir la ganancia del amplificador, pero si la ganancia disminuye, la oscilación puede desaparecer. Tenemos un problema de diseño.
Existen varios procedimientos para solucionar este problema. Un método es usar potenciómetros en lugar de R1 y RF. De esta forma, la ganancia se podría ajustar a voluntad. Un pequeño problema sería los efectos de deriva térmica, o las vibraciones mecánicas. Es un método poco aconsejable.
Pero podríamos evolucionar éste y emplear un mecanismo automático para regular el valor de R1 ó R2 para mantener la ganancia por debajo del valor de saturación.

La resistencia de la lámpara aumenta con la temperatura. Inicialmente la resistencia de la lámpara es baja, por lo que la ganancia del amplificador es grande cuando no hay oscilación. A medida que la tensión de la oscilación aumenta, aumenta la potencia disipada en la lámpara, por lo que R1
aumenta. Si esto ocurre, la ganancia baja. Al final se llega a un equilibrio en la zona lineal del
amplificador.

Atención: para osciladores de frecuencia de oscilación muy baja, la inercia térmica de la lámpara puede llegar a influir. A frecuencias muy bajas, podemos considerar que entre oscilación y oscilación la temperatura de la lámpara va cambiando, por lo que el circuito funcionará mal.
Otra forma de lograr la estabilización en amplitud es usando los diodos de esta guisa

R3, R4, D1 y D2 reemplazan a RF. Si las oscilaciones son de baja amplitud, D1 y D2 no están polarizados directamente, por lo que sólo veo R3 en el circuito. En este caso el valor de R3/R1 debe ser algo mayor que 2. Si las oscilaciones aumentan, D1 y D2 se polarizan directamente al alcanzar
suficiente tensión a la salida. Por tanto, la R2 efectiva = R3||R4 = 19 k ohmios  En esas condiciones, la
ganancia es de 2,9. Tenemos ganancia un poco mayor que la nominal para salidas de baja amplitud, y ganancia un poco menor que la nominal para salidas de amplitud grande. Al final se alcanza una posición de equilibrio.

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Normalmente se elige R1=R2=R3=R; y C1=C2=C3=C. Se escoge C y se calcula R. La R de A1 podría ser un potenciómetro para anular la distorsión. Se puede poner dos diodos zéner para la estabilización.

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Lo conseguimos con el circuito de la siguiente Figura 12. Forzamos al operacional a trabajar en la
región de saturación. Se le suele llamar astable o “free running” (oscilador libre).
En realidad es un comparador con histéresis y un pseudo integrador.

La frecuencia límite de este generador viene determinada por el slew-rate del operacional. Si
alcanzamos ese límite, la señal se triangulariza. En la práctica habría que poner unas RS en serie con
las patas + y – del operacional para prevenir una excesiva corriente diferencial, ya que las entradas
del operacional se ven sometidas a tensiones diferenciales altas. RS puede ser del orden de 100 k ohmios.
Si queremos tensiones de salida con valores diferentes a los de VSAT, tendremos que poner unos
zéner.

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Si a un integrador le meto una señal cuadrada, obtengo una señal triangular. A partir del generador
de señal cuadrada puedo generar fácilmente una triangular añadiendo el citado integrador.

Con este circuito (Figura 13), preciso 2 operacionales, 2 condensadores y 5 resistencias. Si fijo R1,
R2 y C, la frecuencia de oscilación de las dos señales dependen del valor de R. La amplitud de la
señal triangular depende de la frecuencia; la de la cuadrada no.
La entrada del integrador A2 es una señal cuadrada, que al integrarla da una triangular. Pero para
que esto ocurra, se debe cumplir que 5 R3 C2>T/2, con T el periodo de la señal cuadrada. Como
norma general, R3 C2≃T.
Para que la señal triangular fuese estable, convendría poner una resistencia de shunt a C2 de valor
R4=10 . R3 y conectar una red para compensar la tensión de offset en el terminal no inversor de A2:. En
este caso, de nuevo la máxima frecuencia de operación del circuito viene determinada por el slewrate
del operacional. Para frecuencias altas, se usaría un comparador con slew-rate alto, como podría
ser el LM301.
Podemos hacer un generador de señal triangular con menos componentes.

Esto es un comparador con histéresis y un integrador.
Si suponemos la salida de A1 a VSAT, la salida del integrador es una rampa negativa (estamos usando
un integrador inversor). Así tenemos en el divisor R3-R2, en un extremo VSAT y en el otro la rampa
negativa del integrador. En cierto valor de la rampa, el punto P descenderá por debajo de cero, por
lo que el comparador cambiará de estado y la salida pasará a ser -VCC. Así pues, la salida de A2
dejará de tener pendiente negativa y pasará a tener pendiente positiva. La salida de A2 continuará
hasta que se alcance Vramp, y de nuevo habrá cambio de estado.
La frecuencia de la señal triangular y de la cuadrada son la misma.

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La diferencia entre una señal triangular y un diente de sierra es que en la triangular el tiempo de
subida es igual al de bajada; en cambio, en el diente de sierra tiene tiempos de subida y bajada
diferentes. Podemos convertir el generador de onda triangular si insertamos un nivel de continua en
el terminal no inversor de A2. Se puede hacer poniendo un potenciómetro entre ±VCC, de esta
manera.

Según el valor de R4, añadimos una componente de continua a la señal, por lo que A2 dará una señal
triangular subida un nivel de continua. Esto afectará al duty de la señal cuadrada. Si el duty es
menor del 50%, tendremos un diente de sierra. Si el potenciómetro está en el centro, tendremos una diente de sierra. El valor de R4 no afecta a la amplitud del diente de sierra.

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El método preferido es un oscilador controlado LC, en el cual un circuito LC sintonizado se conecta
a un sistema pseudo-amplificador que da ganancia a la frecuencia de resonancia. Se usa
realimentación positiva. Para extraer la señal, se emplea una L acoplada, unas cuantas espiras
arrolladas. La C variable se usa para ajustar la frecuencia. La frecuencia de oscilación es
inversamente proporcional al producto LC.
Es un oscilador de tipo LC sintonizado, como se ve en la Figura 16. Lo forman un amplificador
inversor y una red de desplazamiento de fase consistente en dos inductores y un capacitor. Los
osciladores LC tienen la ventaja de usar elementos reactivos relativamente pequeños. Tienen una Q
mayor que los osciladores RC, pero son más difíciles de sintonizar. El análisis se lleva a cabo
exigiendo el cumplimiento del criterio de Barkhausen, aunque a partir de ahora no sacaremos la
función de transferencia sino la ecuación característica, de la que encontraremos el determinante y
lo igualaremos a cero.

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Es también un oscilador de tipo LC sintonizado, como se ve en la Figura 22. Si intercambiamos
condensadores e inductores en un oscilador de Hartley, obtenemos uno de Colpitts y viceversa.
Como los inductores son más caros y problemáticos que los condensadores, se suele escoger éste
antes que el de Hartley. Es un amplificador inversor y una red de desplazamiento de fase formada
por dos condensadores y un inductor. La frecuencia de oscilación es inversamente proporcional al
producto LC.

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Debido a su excelente estabilidad en frecuencia, los cristales de cuarzo se usan como un dispositivo
para regular la frecuencia de oscilación. Si la bobina del inductor de Colpitts se reemplaza por un
cristal, tenemos un oscilador de cristal. A veces este oscilador se llama oscilador de Pierce.

Físicamente es un cristal de cuarzo, material piezoeléctrico, tallado con unas dimensiones
específicas que determinan sus modos de vibración. El factor de calidad Q de un cristal suele ser del orden de cientos de miles.

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Un filtro pasa banda activo de Q alta puede funcionar como un oscilador, siempre que se le aplique
realimentación positiva.

Supongamos que la oscilación ya se ha iniciado. La salida del filtro es una senoidal de frecuencia la
frecuencia central del filtro. Esta señal se le introduce a un limitador, que produce una señal
cuadrada de la misma frecuencia pero de tensión limitada. La amplitud viene determinada por el
limitador. Si le metemos la señal cuadrada al filtro, eliminamos todos los armónicos y sólo dejamos
la fundamental, una senoidal de frecuencia fo. La calidad de la salida es función del valor de Q
(estrechez o selectividad) del filtro.

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Un oscilador controlado por tensión (VCO: Voltage-Controlled Oscillator) no produce una salida de
frecuencia fija. Como su nombre indica, la salida de un VCO depende de una tensión de control.
Hay, por tanto, una relación fija entre la tensión de control y la frecuencia de salida. Desde el punto
de vista teórico, cualquier oscilador podemos convertirlo en un VCO. Por ejemplo, si el oscilador
tiene alguna resistencia en el circuito que determina la frecuencia del oscilador, siempre podríamos
sustituirla por algún elemento cuya resistencia varíe con la tensión, como podría ser un FET o una
LDR (light dependant resistor)y una fuente de luz. Con estas configuraciones, la frecuencia de
oscilación estaría controlada por una tensión externa. Esto puede ser útil cuando necesitamos
osciladores que deban cambiar la frecuencia o necesitemos una frecuencia dentro de un intervalo.

La Figura muestra un ejemplo clásico de aplicación de un VCO. Ésta sería un esquemático
simplificado de un teclado sintetizador musical, analógico y de un solo tono. Las teclas del
sintetizador son simples interruptores, conectados a un divisor de tensión. A medida que el músico
pulsa las teclas, los interruptores van añadiendo/subiendo la tensión de entrada. Estos niveles de
tensión son la entrada de un VCO muy preciso. Por tanto, cuanto mayor sea la tensión de entrada,
mayor será el tono de la frecuencia generada.
Los VCO se usan para muchas otras aplicaciones, como pueden ser analizadores de espectro con
barrido de frecuencia, modulación y demodulación en frecuencia o sistemas de control.